同步整流可改善反激式電源的交叉調(diào)整率
當(dāng)選擇一個可從單電源產(chǎn)生多輸出的系統(tǒng)拓撲時,反激式電源是一個明智的選擇。由于每個變壓器繞組上的電壓與該繞組中的匝數(shù)成比例,因此可以通過匝數(shù)來輕松設(shè)置每個輸出電壓。在理想情況下,如果調(diào)節(jié)其中一個輸出電壓,則所有其他輸出將按照匝數(shù)進行縮放,并保持穩(wěn)定。
然而,在現(xiàn)實情況中,寄生元件會共同降低未調(diào)節(jié)輸出的負載調(diào)整。在本電源小貼士中,我將進一步探討寄生電感的影響,以及如何使用同步整流代替二極管來大幅提高反激式電源的交叉調(diào)整率。
例如,一個反激式電源可分別從一個48V輸入產(chǎn)生兩個1 A的12V輸出,如圖1的簡化仿真模型所示。理想的二極管模型具有零正向壓降,電阻可忽略不計。變壓器繞組電阻可忽略不計,只有與變壓器引線串聯(lián)的寄生電感才能建模。這些電感是變壓器內(nèi)的漏電感,以及印刷電路板(PCB)印制線和二極管內(nèi)的寄生電感。當(dāng)設(shè)置這些電感時,兩個輸出相互跟蹤,因為當(dāng)二極管在開關(guān)周期的1-D部分導(dǎo)通時,變壓器的全耦合會促使兩個輸出相等。
圖1 該反激式簡化模型模擬了漏電感對輸出電壓調(diào)節(jié)的影響。
現(xiàn)在考慮一下,當(dāng)您將100 nH的漏電感引入變壓器的兩根二次引線,并且將3μH的漏電與初級繞組串聯(lián)時,將會發(fā)生什么。這些電感可在電流路徑中建立寄生電感,其中包括變壓器內(nèi)部的漏電感以及PCB和其他元件中的電感。當(dāng)初始場效應(yīng)晶體管(FET)關(guān)斷時,初始漏電感仍然有電流流動,而次級漏電感開啟初始條件為0 A的1-D周期。變壓器磁芯上出現(xiàn)基座電壓,所有繞組共用。該基座電壓使初級漏電中的電流斜降至0 A,并使次級漏電電流斜升以將電流傳輸?shù)截撦d。
當(dāng)兩個重載輸出時,電流在整個1-D周期持續(xù)流動,輸出電壓平衡良好,如圖2所示。然而,當(dāng)一個重載輸出和另一個輕載輸出時,輕載輸出上的輸出電容傾向于從該基座電壓發(fā)生峰值充電;因為電流迅速回升到零,其輸出二極管將停止導(dǎo)通,這些寄生電感的峰值充電交叉調(diào)節(jié)影響通常比整流器正向壓降單獨引起的要差得多。
無論負載如何,同步整流器有助于通過在整個1-D周期內(nèi)強制電流流入兩個繞組來減輕此問題。圖4顯示了具有與圖3相同負載條件的波形,但用理想的同步整流器代替了理想的二極管。由于同步整流器在基座電壓降低后保持良好狀態(tài),因此即使出現(xiàn)嚴重不平衡的負載,兩個輸出電壓也能很好地相互跟蹤。
雖然次級2的平均電流非常小,但均方根(RMS)含量仍然可以相當(dāng)高。這是因為,與圖3中的理想二極管不同,同步整流器在整個1-D周期期間可強制連續(xù)電流流動。有趣的是,電流在這一周期的大部分時間內(nèi)必須是負的,以保證低平均電流。
顯然,您犧牲更佳的調(diào)節(jié)以實現(xiàn)更高的循環(huán)電流。然而,這并不一定意味著總損耗會更高。同步整流器的正向壓降通常遠低于二極管,因此同步整流器在較高負載下的效率通常要好得多。
您可以在圖5中看到對交叉調(diào)節(jié)的影響。1號輸出上的負載在1A時保持穩(wěn)定,而2號輸出上的負載則在10 mA到1A之間起伏。在低于100 mA的負載下,當(dāng)使用二極管時,由于基座電壓峰值充電的影響,交叉調(diào)節(jié)嚴重降低。
請記住,您之所以只看到漏電感的影響,是因為在這些模擬中使用的是理想的二極管和理想的同步整流器。當(dāng)考慮電阻和整流器的正向壓降影響時,使用同步整流器的優(yōu)勢會進一步凸顯。
因此,為了在多輸出反激式電源中實現(xiàn)卓越的交叉調(diào)節(jié)效果,請考慮使用同步整流器。此外,您還可能提高電源的效率。查看TI用于PoE應(yīng)用參考設(shè)計的40V至60V輸入40W雙輸出隔離反激式轉(zhuǎn)換器(4.33A時6V)和3類雙輸出隔離反激式轉(zhuǎn)換器,以作為使用同步整流器的反激式電源示例。
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